基于DSP控制的数字式双向DC/DC变换器的实现
“whbys004”通过精心收集，向本站投稿了9篇基于DSP控制的数字式双向DC/DC变换器的实现，以下是小编收集整理后的基于DSP控制的数字式双向DC/DC变换器的实现，欢迎阅读与借鉴。
篇1：基于DSP控制的数字式双向DC/DC变换器的实现
摘要：总结了电力电子领域数字控制的发展历程，并对其现状和前景作了分析。基于对全桥隔离型的双向DC/DC变换器工作原理的分析，从简化硬件电路的角度出发，设计了数字控制的双向DC/DC变换器。试验控制功能全部由软件实现，电压可调性和稳压输出都得到满足。同时也由软件实现电路的双向运行，对蓄电池可以进行恒流充电。
关键词：双向DC/DC变换器；数字信号处理器；数字脉宽调制（DPWM）
引言
数字化技术随着信息技术的发展而飞速发展，同时，也对电力电子技术的发展起到了巨大的推动作用。随着电力电子技术和数字控制技术的发展，越来越多的数字控制开关变换器投入使用。但是，在高频PWM变换器中还存在一些需要解决的问题。
随着数字信号处理技术的日益完善和成熟，它显示出了越来越多的优点，诸如便于计算机的处理和控制；避免模拟信号的传递畸变和失真；减少杂散信号的干扰；便于自诊断，容错等技术的植入等。在计算机进入电力电子技术领域的初期，只是完成诸如监控、显示等辅助功能，实现系统级的控制。但是，随着数字化技术的发展，计算机已经被应用于控制电路。专用于PWM变换器的数字控制器由于其功耗低，对模拟电路部分参数变化不敏感，可以方便地和数字系统相连接，并且可以方便地实现完善成熟的控制方案，而越来越受欢迎。此方面的应用包括电压调节模块（VRM）的微处理器，音频放大器，便携式电子装备等等。
数字控制的电力电子装置以数字控制器代替模拟硬件电路进行PWM控制，通过开关的快速切换实现电量的变换。以占空比量化为基础的数字功率变换器的数字控制，相对于传统的模拟控制有很多优点。数字滤波器是用来进行动态调节的，若设定其采样频率等于功率变换器的采样频率，量化占空比数字控制器可以工作在任何开关频率，而不须再补偿。通过对权系数的修改，可以方便地改变动态调节特性。同时，基本的数字控制器可以很容易地实现诸如输出电流限幅和软启动等特殊功能。
本文基于对数字控制发展历程的总结，归纳了数字控制的优点。通过对全桥隔离型的双向DC/DC变换器工作原理的分析，从简化硬件电路的角度出发，将控制功能全部集中起来由软件实现，试验中电压可调性和稳压输出都得到满足。同时，也由软件实现电路的双向运行，对蓄电池可以进行恒流充电。试验所采用的数字控制器是TMS320LF2407，整个控制系统为所开发的通用电力电子装置的数字控制平台。
篇2：基于DSP控制的数字式双向DC/DC变换器的实现
及其工作原理
随着科技和生产的发展，对双向DC/DC变换器的需求逐渐增多，主要包括直流不间断电源系统、航天电源系统、电动汽车、直流功率放大器及蓄电池储能等应用场合。
数字脉宽调制（DPWM）双向DC/DC变换器的.基本结构如图1所示。本文采用全桥隔离型双向DC/DC变换器作为实验装置的主电路结构。
控制器由模数转换器（ADC），DPWM控制模块和离散调节控制模块组成。其中ADC模块把可调量（典型的是采样输出电压Vout）离散量化，DPWM把控制信息转化为PWM脉宽信号，离散控制中心执行对反馈量的计算调制。
下面对双向DC/DC主电路的工作原理进行简单分析，其主电路如图2所示。
1.1原边对副边放电
满调制时S1～S4驱动波形如图3所示，图中的波形没有考虑死区，即认为开关管为理想器件。图3（a）中PWM1和PWM4同相，没有移相，此时副边输出电压最高，如果不计损耗，那么副边的输出电压为nVin，这是满调制时的输出，此时副边通过主开关反并二极管来整流，即为不控整流。原边的开关作用相当于把输入信号调制为交流的方波信号，副边二极管则把该信号解调为直流电压输出，此时不存在脉宽的空缺，同时封锁副边脉冲。变压器原边输入信号vab如图3（b）所示，由于S1及S4和S2及S3的脉宽均为T/2(T为开关周期)，vab正半波和负半波经历时间均为T/2(即π
），vab经过副边整流之后可得到最大的输出电压。
移相控制时门极脉冲如图3(c)所示，S4门极脉冲比S1门极脉冲滞后一个角度θ，vab如图3（d）所示。因此，可以通过控制滞后角度θ的大小来控制输出电压。在数字控制器中可以用软件设定滞后角度θ来控制输出电压，即可以通过移相控制使输出电压可调。
1.2副边对原边充电
此时，如图3所示，只要把S5～S8的驱动信号与S1～S4的驱动信号互换，vab则由vcd替换即可，同样存在满调制和移相控制两种情况。但是，通常情况下充电要求恒流充电，因此，也可以通过移相控制来满足此要求。原副边的工作过程刚好与放电时相反。此处不再赘述。
2双向DC/DC数字化控制的软件实现
双向DC/DC变换器，可以实现能量的双向传输。通常正向放电要求输出电压可调，而反向充电过程通常要求充电电流恒定不变。通过对S3和S2的移相控制可以实现副边输出电压的可调要求，同样，副边对原边进行充电时，可以通过移相控制使得充电电流恒定。
主程序流程图和ADC的中断服务程序流程图分别如图4和图5所示，在软件进行移相控制实现输出电压可调的同时，软件实现电压环的调节，使输出稳压。由于TMS320LF2407内部带有ADC模块，因此，输出电压值通过电压LEM采样反馈给DSP的ADC模块，在AD中断程序里读取采样值，然后进行数字滤波和数字PI调节，使输出稳压。
一般充电要求是恒流充电，所以，充电时反馈用电流环,对原边的充电电流进行PI调节，实现恒流充电。本实验中原边供电电源为蓄电池，由于其电压为12V，真正要实现电流反向，使原边的二极管导通，考虑到变压器原副边的变比为1：2，副边电压必须超过24V时才能实现电流反向，故必须得对副边电压采样。对副边电压的采样，不仅实现了PI调节，同时也用来控制双向工作方式的切换。在双向DC/DC的负载端电压上升到一定程度时可以使能量倒流，对原边进行充电，使副边多余的能量能够反馈给原边。
电压采样和电流采样是实现输出电压可调及稳压和充电电流恒定的关键，在DSP的中断服务程序中对采样值进行数字滤波和PI调节。程序根据给定输出电压参考值和充电电流参考值进行PI调节，当原边输入电压变动时，副边输出电压稳定在给定值；而当副边负载电压有波动时也可以根据给定电流参考来调节相移大小，控制原边充电电流值。数字式PI调节采用的是增量式PI控制，其系统框图如图6所示。由于DSP具有强大的计算能力以及EV(EventManager)模块，则PWM信号可以方便地得到，因此，硬件部分可以大大简化，控制电路部分可以全部省略而由软件来代替，即软件实现PI计算控制以及PWM信号的产生。但是，考虑到DSP的安全性问题，必须有光耦隔离。
3实验结果
根据上述主电路工作原理分析,为证实数字化控制方法的有效性，制作了一台实验样机，开关频率为50kHz。对于图2所示的主电路结构，所选用元器件参数如下：S1～S8选用IRF840，Vin为蓄电池（12V，4A・h/20h，充电使用）；C1为100μF，C2为100μF；IRF840前级用TLP250驱动，控制器用TMS320LF2407A，光耦采用6N137；电压采样LEM为电流型的LV25?P，原边额定电流10mA，副边对应电流25mA，此输入和输出对应精度为±0.9％；电流采样LEM为HDC?040G系列霍尔电流传感器，其输出电压2.5V±1V，精度为±1％。
图7（a）所示为副边输出10V时的实验波形，当输入电压分别为10V，40V，50V时，S2和S4的驱动波形分别如图7（b），（c），(d)所示，可见当输出电压给定时，而输入电压可变，可以通过前文所提到的增量式数字PI控制实现移相控制，使输出稳压得以实现。图8为副边输出20V时的输出电压波形和各主开关的驱动波形。
图9所示为由原?对副边进行放电到副边对原边进行充电工作模式切换的实验波形。其中图9（a）所示为原边对副边放电时的原边电池输出电流采样电阻电压值；图9（b）所示为副边对原边进行充电时原边输入电流采样电阻两端的电压值；
图9（c）及图9（d）为副边对原边进行充电时负载侧电压可变时的副边主开关的驱动信号。从实验波形可以看出当负载侧电压可变时，由于原边的输入电流给定，为了维持该输入电流不变，必须使副边的控制信号移相，这样才能满足恒流充电的要求。采样电阻阻值为10Ω，因此，蓄电池恒流输入电流维持在0.2A。从实验波形得到证实，该数字PI控制实现了上述电压输出稳定及可调和恒流充电的要求，同时PI的参数可以在程序里面方便修改，因此，实验调试比较方便。
4结语
通过对双向DC/DC工作原理的分析，从数字控制的角度出发设计了DSP控制的双向DC/DC变换器，并实验验证了文中所提到的控制方案的有效性和可行性。该方案简化了硬件电路，试验控制功能全部由软件完成，实现了移相的功能，电压可调性和稳压输出都得到满足。同时，也由软件完成电路的双向运行，对蓄电池可以进行恒流充电。
篇3：基于EL7558BC的DC/DC变换器的设计与实现
摘要：对HSOP封装的EL7558BC降压型开关整流器芯片的使用特点进行了分析，给出了利用该整流器芯片设计DC/DC变换器的外围电路和设计方法。并通过实验验证了该设计方法。
关键词：DC/DC变换器；EL7558BC；开关整流器
引言
EL7558BCDC/DC变换器芯片是Elantec公司生产的内部集成了MOSFETs的低输入电压（4.5～5.5V），高输出电流（8A）的PWM整流器，效率可达94％。输出电压偏差小于1.5％。最高开关频率可达1MHz，可以设置成固定电压输出(3.5V)或者可调电压输出(1.0～3.8V)。EL7558BC具有尽可能减少外围元器件的高度集成特点，只需少量外围元器件即可工作，从而大大降低了电路板面积和设计成本，为电源设计提供了一种快速而简易的解决方案。EL7558BC同时具有过热指示及过热截止负载保护功能，用于逻辑/处理器复位及控制供电顺序的电压反馈PWRGD输出信号等。其封装形式为具有良好散热性能的28脚HSOP封装。这些优点使得EL7558BC电源芯片可以广泛应用于高性能的DSPs/FPGAs/ASICs/微处理器，PC主板，便携式电子仪器，手提电脑等许多电子设备中。
1 管脚功能和使用特点
EL7558BC封装形式如图1所示，各管脚功能如下：
脚1（FB1）电压反馈输入端1，当芯片设置为可调电压输出时（VCC2DET为低）有效；
脚2（CREF）参考电压旁路电容输入端，一般用0.1μF瓷片电容与地连接；
脚3（CSLOPE）斜坡补偿电容输入端；
脚4（COSC）内部振荡器电容输入端，电容CSLOPE与COSC比例通常为1:1.5；
脚5（VDD）PWM控制电路电源电压输入端，通常与VIN电压相同；
脚6及脚8（VIN）降压整流器电源电压输入端；
脚7，脚9－12，脚18－19（VSSP）降压整流器返回地，即电源地；
脚13（VCC2DET）接口逻辑输入端，逻辑1时芯片为3.5V固定电压输出，逻辑0时芯片为1.0～3.8V可调电压输出；
脚14（OUTEN）开关整流器输出使能端，逻辑1有效；
脚15（OT）芯片过热指示输出，通常为高，当温度超过135℃时拉低，温度降至100℃以下时恢复变高；
脚16（PWRGD）Powergood输出信号，当输出电压的误差小于预设值的±10％时为高，否则为低；
脚17（TEST）测试脚，通常必须与VSSP连接；
脚20－23（LX）电压输出端，驱动外部的电感；
脚24（VHI）内部高端门驱动端，通过一个0.1μF的旁路电容与LX相连；
脚25（VSS）控制电路返回地，即信号地；
脚26（C2V）连接倍压电路输出，作为内部低端门驱动端；
脚27（CP）电荷泵电容的负边驱动端；
脚28（FB2）电压反馈输入端2，当芯片设置为固定电压输出时（VCC2DET为低）有效，此时输出电压为3.5V。
EL7558BCDC/DC变换器芯片具有软启动功能，而且不需要外部电容器，当芯片加电时就会完成软启动。EL7558BC具有VCC2DET功能，为IntelP54和P55微处理器提供了直接的接口。EL7558BC具有内置的电荷泵倍压电路，用于开启内部MOSFET，C5（见图1）即为电荷泵电容，D2及D3为电荷泵二极管。如果有12V电压输入，则D2及D3均可省略。
图1 EL7558BC DC/DC变换器芯片的封装形式及其典型电路
篇4：基于EL7558BC的DC/DC变换器的设计与实现
下面以EL7558BCDC/DC变换器芯片为例，对DC/DC变换器的设计过程进行详细说明。其典型设计电路如图1所示。
2.1 选择输出电压
EL7558BCDC/DC变换器芯片可以通过VCC2DET脚设置固定电压（3.5V）输出或者可调电压(1.0～3.8V)输出。当VCC2DET为高时为固定电压输出；当VCC2DET为低时为可调电压输出，此时要想得到不同的电压输出，可以通过反馈电阻R3及R4来调节，可调输出电压范围为1.0V至3.8V。R3及R4阻值与输出电压之间的对应关系可以近似地用式（1）表示，在这种模式下，VCC2DET管脚必须为低。
输出电压Vo=1＋(R3/R4)×1V （1）
2.2
选择开关频率
开关频率对EL7558BC芯片的转换效率以及所需外接电感的大小都有很大的影响。频率越低，效率越高，但是所需电感的值也越大。可以通过调节连接COSC脚的电容C8来设置开关频率，可调频率最高可达1MHz，C8电容值与开关频率之间的对应关系可以近似地用式（2）表示。
开关频率fsw=0.0001/Cs（Hz） （2）
式中：C8单位为法拉F。
通过调节电容C8来改变开关频率时，连接CSLOPE脚的斜坡补偿电容C7也要做相应的调整，电容C7与C8比例通常为1:1.5。
2.3 选择输入滤波元件
EL7558BC芯片的输入端通常需要一个去耦电容和一个大容量输入电容。去耦电容C12主要作用是降低芯片输入端的高频噪声，一般采用1～10μF的瓷片电容，这个电容在布局时必须尽可能地靠近EL7558BC芯片以获得最佳效果。大容量输入电容C9的主要作用是降低输入纹波电压，在某些应用中一个10μF的去耦电容已经足够滤波而无须大容量输入电容。至于是否需要大容量输入电容，首先取决于允许的最大输入纹波电压。通常要使EL7558BC正常工作，输入纹波电压不可超过300mV。可用式（3）计算只用10μF电容时，可能出现的最大输入纹波电压，如果计算得到的值超过允许值，就要用大容量输入电容。
ΔVIN=IOUT(MAX)0.25/(10μF)（3）
式中：ΔVIN为没有大容量电容时的输入纹波电压
的最大峰峰值；
IOUT（MAX）为最大的直流负载电流。
大容量输入电容的值越大越有利于降低纹波电压，而其等效串联电阻（ESR）越大却会增加纹波电压，所以，要选择容量大且ESR低的电容。式（4）给出了大容量输入电容与输入纹波电压的大致关
系。如果纹波电压还是太大，可以采用多个电容并联的方法。另外大容量输入电容的额定电压和电流也要合适。
ΔVIN′=(IOUT（MAX）0.25)/CBULKfSW+IOUT(MAX)ESRMAX（4）
式中：ΔVIN′为有大容量输入电容时的输入纹波电压的最大峰峰值；
IOUT（MAX）为最大的直流负载电流；CBULK为所采用的大容量输入电容即C9；
ESRMAX为大容量输入电容的最大ESR。
2.4 选择输出滤波元件
输出滤波元件的选择是DC/DC变换器设计中最关键的一环，输出滤波元件决定了电源的稳定性。重点是要选择两个元件，一个是输出电感L1，另一个是输出电容C10。影响电源稳定性的最关键参数是输出电容的ESR，电容的数据手册一般都会给出电容的最大ESR，而最小ESR通常为最大ESR的40％～60％。此外，在选择电容的时候，电容ESR的温漂也要适当考虑。
输出电感L1具有存储能量和滤去纹波两大功能，电感的选择主要是由输入、输出电压，以及开关频率决定的。电感的额定电流必须大于最大输出电流（8A），电感值的'选取可以由式（5）计算得到。
LOUT=(VIN(MAX)－VOUT)（1/ΔIL）（VOUT/VIN（MAX）（1/fsW) （5）
式中：LOUT为的输出电感，即L1；
VIN（MAX）为最大的输入电压；
VOUT为输出电压；
ΔIL为允许的最大输出电感纹波电流值，这个值通常必须小于0.8A。
电容的选择要从电容直流额定电压，电容的额定纹波电流，电源的最大输出纹波电压，电源的稳定性等四个因素去考虑。电容额定电压必须大于输出电压，一般至少要比输出电压高出10％，以控制纹波和瞬态响应。最大的电容纹波电流（即电容RMS电流）可以用式（6）计算，所选电容的额定纹波电流必须大于式（6）的计算结果。
IC(RMS,MAX)=1/根号12（VIN（MAX）-VOUT）VOUT）/VIN（MAX）LOUTsW (6)
式中：IC（RMS，MAX）为最大的电容RMS电流。
对于电源的最大输出纹波电压，首先，要确定具体应用对输出纹波电压的要求，EL7558BC芯片输出纹波电压必须限制在输出电压的2％以内。接着，利用式（7）计算允许的电容最大ESR，选择最大额定ESR小于式（7）计算值，以确保输出纹波电压符合应用要求。另外，电容ESR的温漂也必须考虑在内。
ESRMAX′=ΔV(MAX)/ΔIL(MAX) （7）
式中：ESRMAX为允许的最大输出电容ESR；
ΔV（MAX）为允许的最大输出纹波电压值；
ΔIL（MAX）为允许的最大输出纹波电流值，这个
值通常必须小于0.8A。
可以通过多个电容并联的方法来降低ESR，提高电路的瞬态响应，不过总的ESR必须大于10mΩ，总的电容值必须大于330μF。
2.5 布局布线注意事项
在布局布线时，原则是所有的外围元器件要尽可能的靠近EL7558BC电源芯片，尤其是去耦电容和旁路电容必须布在相应的管脚附近。EL7558BC器件有两个地（模拟地和电源地），模拟地连接所有噪声敏感信号，而电源地连接有噪声的信号。两个地之间引入噪声将降低芯片的性能，尤其在大电流输出的情况下。但是，模拟地的噪声过大将会影响控制信号，所以，推荐把模拟地和电源地分开，并且两个地在一点（通常在芯片下面或者在输入或输出电容的负边）直接连接以降低两个地之间的噪声。连接反馈脚（脚1和脚28）的走线对噪声最为敏感，要尽可能地短，最好布在两个地线中间。
EL7558BC芯片的散热主要靠VSSP引脚以及芯片底部的散热焊盘。为了达到良好的散热性能，散热焊盘必须完全焊接在PCB上，如果有中间的地层时，必须通过多个过孔把地层与散热焊盘相连以提高散热效果。
3 结语
我们采用以上方法，用两块EL7558BC芯片设计了基于FPGA的MPEG?4解码器芯片设计＊演示开发板的电源（输入4.5～5.5V，输出3.3～1.5V）。其中3.3V输出的设计电路如图1所示，各项指标如下：
1）输出电压校准在输入电压从4.5V到5.5V及负载电流从0到8.0A的范围内变化时，输出电压变化不超过1.0％；
2）负载瞬态响应负载电流在15μs内从0A到8A或从8A到0A突变，输出电压瞬时波动不超过120mV，波动时间不超过25μs；
3）输出电压纹波在输入电压为4.5～5.5V时，输出电压纹波峰峰值低于22mV。
4）输入电压纹波在负载为8A，输入电压为4.5～5.5V时，输入电压纹波峰峰值大约为230mV，
增大输入电容值，将C9从220μF换成470μF，输入电压纹波峰峰值降到180mV左右。
基于EL7558BC的DC/DC模块设计体现了新型的快速，简易的电源解决方案，其设计方法在目前的DC/DC变换器设计中是非常典型的，具有相当的参考价值。
篇5：基于EL7558BC的DC/DC变换器的设计与实现
基于EL7558BC的DC/DC变换器的设计与实现
摘要：对HSOP封装的EL7558BC降压型开关整流器芯片的使用特点进行了分析，给出了利用该整流器芯片设计DC/DC变换器的外围电路和设计方法。并通过实验验证了该设计方法。关键词：DC/DC变换器；EL7558BC；开关整流器
引言
EL7558BCDC/DC变换器芯片是Elantec公司生产的内部集成了MOSFETs的'低输入电压（4.5～5.5V），高输出电流（8A）的PWM整流器，效率可达94％。输出电压偏差小于1.5％。最高开关频率可达1MHz，可以设置成固定电压输出(3.5V)或者可调电压输出(1.0～3.8V)。EL7558BC具有尽可能减少外围元器件的高度集成特点，只需少量外围元器件即可工作，从而大大降低了电路板面积和设计成本，为电源设计提供了一种快速而简易的解决方案。EL7558BC同时具有过热指示及过热截止负载保护功能，用于逻辑/处理器复位及控制供电顺序的电压反馈PWRGD输出信号等。其封装形式为具有良好散热性能的28脚HSOP封装。这些优点使得EL7558BC电源芯片可以广泛应用于高性能的DSPs/FPGAs/ASICs/微处理器，PC主板，便携式电子仪器，手提电脑等许多电子设备中。
1 管脚功能和使用特点
EL7558BC封装形式如图1所示，各管脚功能如下：
脚1（FB1）电压反馈输入端1，当芯片设置为可调电压输出时（VCC2DET为低）有效；
脚2（CREF）参考电压旁路电容输入端，一般用0.1μF瓷片电容与地连接；
脚3（CSLOPE）斜坡补偿电容输入端；
脚4（COSC）内部振荡器电容输入端，电容CSLOPE与COSC比例通常为1:1.5；
脚5（VDD）PWM控制电路电源电压输入端，通常与VIN电压相同；
脚6及脚8（VIN）降压整流器电源电压输入端；
脚7，脚9－12，脚18－19（VSSP）降压整流器返回地，即电源地；
脚13（VCC2DET）接口逻辑输入端，逻辑1时芯片为3.5V固定电压输出，逻辑0时芯片为1.0～3.8V可调电压输出；
脚14（OUTEN）开关整流器输出使能端，逻辑1有效；
脚15（OT）芯片过热指示输出，通常为高，当温度超过135℃时拉低，温度降至100℃以下时恢复变高；
脚16（PWRGD）Powergood输出信号，当输出电压的误差小于预设值的±10％时为高，否则为低；
脚17（TEST）测试脚，通常必须与VSSP连接；
[1] [2] [3] [4] [5]
篇6：用于机车空调的DC/DC变换器
用于机车空调的DC/DC变换器
摘要：为改善机车司机的工作环境及节能，铁路部门目前正在大力推广机车变频空调。由于机车供电电压为DC110V，不能满足机车空调的要求，所以首先要通过DC／DC变换，将电压升高到300V，然后通过逆变变成满足空调要求的交流电压。主要讨论了用于机车空调的DC/DC变换器的设计与实现，并给出了实验结果。关键词：机车空调；Boost变换器；逆变器DC/DC
1概述
机车常年运行于铁路线上，为了改善机车司机的工作环境，铁路部门正逐步在机车上配备空调系统。早期安装的一般都是三相定频空调系统。内燃机车上的电源是由一台三相380V发电机产生的，由于容量的限制和空调器频繁起停的冲击，严重影响了发电机其它负载的正常工作。为此铁路部门规定安装空调器必须解决冲击问题，实现软起动。目前大多数厂家采用通用变频器进行软起动，虽然解决了冲击的问题，但采用通用变频器仅仅为实现空调的软起动显然非常“浪费”，而通用变频器又不能满足变频空调的特殊要求，所以开发机车空调专用变频调速系统非常有意义，既可实现软起动，又可通过变频空调实现温度调节，达到节能的目的。
目前，变频压缩机一般由三相200V左右异步电动机拖动，工作频率范围是0～120Hz。对此适用的逆变器通常是DC300V的电压级别。内燃机车上的一台直流发电机能够提供DC110V的电源，因此必须使用升压装置，使DC110V电压经升压变换为DC300V，然后再经逆变器变换成满足要求的交流电压。机车变频空调控制器的基本结构如图1所示。
本文主要讨论机车空调用DC/DC变换器的设计与实现。首先选择了易于实现的变换器结构，然后设计电路，最后给出了满足设计要求的实验结果。
2DC/DC变换器主电路结构选择及设计
2.1主电路结构选择
对于DC/DC升压变换器，可以采用的结构形式很多。通常在1kW以上选用带变压器隔离的全桥DC/DC变换电路，但这种变换电路需要4个功率开关器件，使得系统结构复杂，同时在电路设计中必须考虑克服隔离变压器的直流偏磁问题，这无疑增加了控制的难度。由于机车变频空调控制器的恶劣工作环境，希望电路结构尽可能简单，通过分析和试验，认为采用Boost拓扑结构是一种较好的实现方案。该结构只需要一只开关器件和一只升压用二极管以及升压电感，其控制电路也比较简单。当然该结构在功率较大时要求开关管的容量较大[1]，这是一般大功率DC/DC变换器不选择这种拓扑结构的原因。考虑到本系统的实际情况以及目前器件的水平，选用Boost拓扑结构还是可行的，其原理如图2所示。
机车空调的功率为5kW。根据机车空调的要求，DC/DC变换电路需要将DC110V变换成为DC300V。变换器主电路为典型的Boost结构，控制电路由通用PWM控制芯片SG3524实现。控制电路输出的PWM信号经HCPL316J隔离放大去驱动IGBT。HCPL316J是IGBT专用驱动电路，通过检测IGBT的饱和压降实现过流保护。与一般带过流保护的IGBT专用驱动电路相比，具有电路结构简单、价格便宜的优点。Boost电路在电流连续及断续情况下电感中电流及IGBT两端电压波形如图3所示。
2.2主电路参数计算
2.2.1工作频率的选择
通常小功率开关电源工作频率高达几十kHz甚至几百kHz。但在本电路中，由于功率较大，导通时开关管中流过的电流很大，开关损耗非常大，所以开关管不宜工作在很高的频率。考虑实际情况，选择开关频率为15kHz。
2.2.2电感量的'计算
已知压缩机负载功率为5kW，Boost电路的输出电压Vo=300V，这样Boost变换器的等效负载电阻RL=18Ω，等效输出负载电流Io=17A。
在大功率场合，一般希望工作在电感电流连续状态。由图3（a），根据电感两端电压在一周期内伏秒平衡的原则，可得
Viton－(Vo－Vi)(T－ton)=0（1
）
由式（1）可得
Vo/Vi=1/(1-D)（2）
电感中电流纹波为
ΔI=（Vi/L）ton=(Vi/L)DT（3）
忽略变换器损耗，变换器输入功率等于输出功率，即
ViIL(AV)=VoIo（4）
式中：IL(AV)为电感电流的平均值。
由式（4）得
IL(AV)=(Vo/Vi)Io=(1/I-D)Io（5）
为保证电流连续，电感电流应满足式（6）。
IL(AV)≥ΔI/2（6）
考虑到式（3）及式（6），可得到满足电流连续情况下的电感值为
应在所有占空比情况下满足式(7)，同时考虑在10％额定负载以上电流连续的情况。10％负载相当于RL=180Ω，当D=时得到满足电流连续时的电感值为
=0.89mH，实际电路中取L=1.1mH。
2.2.3输出滤波电容容量的计算
为满足输出纹波电压相对值的要求,滤波电容由式（8）决定[1]。
C≥(VoDT/ΔVoRL)(8)
根据设计要求，在输入电压为55V时，输出电压仍应为300V。这样，最大占空比Dmax===0.82，考虑在最大占空比及满载情况，并取电压纹波系数为2％，开关频率15kHz，负载电阻为18Ω，可求得C=160μF，实际电路中取C=220μF。
2.2.4功率开关器件IGBT的选择
IGBT中流过的电流峰值即为流过电感电流的峰值，即
IS(M)=IL(M)=IL(AV)＋1/2ΔIL（9）
式中：IL（M）及IS（M）分别为电感电流峰值及流过
IGBT电流峰值。
将式（3）代入式（9），在满负载情况下，可得
IS(M)=150A，再考虑二倍的安全裕量；在开关管关断时其两端电压为输入电压，即300V，同样也考虑二倍的安全裕量，于是选择600V/300A的IGBT。
3PWM控制及IGBT驱动电路
3.1PWM控制电路[2]
PWM控制采用SG3524控制器，其原理框图如图4所示。
直流电源Vs从脚15送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的＋5V基准电压，再送到内部及外部其他电路作为电源。脚7须外接电容CT，脚6须外接电阻RT，这样在脚7产生锯齿波。选择不同的CT与RT，即可产生不同的振荡频率。振荡器的输出分为两路：一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式（脚7）送至比较器的同相端。比较器的反向端连向误差放大器。误差放大器实际是差分放大器，其一个输入端与经过分压的输出电压相连，起到反馈作用。VREF通过电阻分压作为给定信号连接该放大器的另一端，脚9是补偿端。误差放大器的输出与锯齿波相比较，比较器的输出为随误差放大器输出电压大小而改变宽度的脉冲信号，再将该脉冲信号送到或非门的输入端，或非门的另两个输入端分别为触发器及振荡器的输出信号，最后送出两路互差180°的脉冲波。SG3524具有外部关断功能，当外部故障时，通过脚10封锁SG3524的PWM输出，起到保护作用。
图5
在本方案中，将脚12、脚11分别与脚13、脚14并联，将总的输出脉冲展宽，使原来两路占空比为0～50％脉冲展宽为占空比为0～100％的一路脉冲。在实际使用中，为防止由于脉冲过宽而引起的主电路过流，在脚9加了限幅电路。
3.2IGBT驱动电路[3]
由于所选IGBT功率较大，所以SG3524输出的脉冲信号须经过隔离放大电路才能驱动IGBT。考虑到可靠性及经济性，所以选择了HCPL316J作为该驱动电路。HCPL316J除具有隔离及驱动功能外，还具有过流保护功能。通过测量IGBT两端的饱和压降实现过流保护，在过流发生时HCPL316J一方面封锁IGBT驱动信号，同时送出故障信号。在本方案中，HCPL316J输出的故障信号连接到SG3524的SHUTDOWN端，以便更有效地实现保护。HCPL316J的原理框图如图5所示。
图6
4实验结果
按照上述设计，在实验室组成了机车用DC/DC变换器，并进行了一系列实验。图6为实验波形。
在负载较轻时，由于分布电容的影响，开关管两端电压会发生振荡现象。在满负载情况下，将直流输入电压从55V到165V进行变化，DC/DC变换器的输出电压都能够稳定在300V，具有很好的调节能力。但是，由于电路自身的结构，输入电压愈低，开关管及Boost电感中流过的电流将愈大，所以要考虑开关管及电感的散热问题。
5结语
本文给出的用于机车空调的DC/DC变换器具有结构简单，调试方便的优点。实验室实验结果表明该方案可行，有待于运行考验并使之不断完善。
篇7：基于UC3846的大功率DC/DC变换器的研究
摘要：介绍并比较了电压控制型和电流控制型DC/DC变换器的基本原理，设计出了基于电流控制型PWM控制芯片UC3846的大功率DC/DC变换器的实用电路，提出了两种UC3846输出脉冲封锁方式，设计出一种新颖的IGBT驱动电路，实验结果证明,该电路具有较好的控制特性和稳定性。
关键词：DC/DC变换器；脉宽调制；电压控制型；电流控制型；IGBT驱动引言
引言
随着工业、航空、航天、军事等应用领域技术的不断发展，人们对开关稳压电源的要求也越来越高。某系统对大功率开关稳压电源提出的要求是：输入电压为AC220V，输出电压为DC38V，输出电流为100A。开关电源的结构一般为先进行AC/DC然后再DC/DC的形式，考虑到论文篇幅的限制，仅对DC/DC变换部分进行讨论。
大功率DC/DC变换器主电路拓扑有很多种，诸如双管正激式、推挽式、半桥式和全桥式等。控制芯片的种类也非常多，主要分为电流控制型与电压控制型两大类。电压控制型只对输出电压采样，作为反馈信号进行闭环控制，采用PWM技术调节输出电压，从控制理论的角度看，这是一种单环控制系统。电流控制型是在电压控制型的基础上，增加一个电流负反馈环节，使其成为双环控制系统，从而提高了电源的性能。
图1
根据对各种拓扑和控制方式的技术成熟程度，工程化实现难度，电气性能以及成本等指标的比较，本文选用半桥式DC/DC变换器作为主电路，电流型PWM控制芯片UC3846作为该系统的控制单元。
1 电压控制型脉宽调制器和电流控制型脉宽调制器[1]
图1为电压控制型变换器的原理框图。电源输出电压的采样反馈值Vf与参考电压Vr进行比较放大，得到误差信号Ve，它与锯齿波信号比较后，PWM比较器输出PWM控制信号，经驱动电路驱动开关管通断，产生高频方波电压，由高频变压器传输至副方，经整流滤波得到所需要的电压。改变电压给定Vr，即可改变输出电压Vo。
图2为电流控制型变换器的原理框图。恒频时钟脉冲置位R－S锁存器，输出高电平，开关管导通，变压器原边的电流线性增大，当电流在采样电阻Rs上的压降Vs达到Ve时，PWM比较器翻转，输出高电平，锁存器复位，驱动信号变低，开关管关断，直到下一个时钟脉冲使R－S锁存器置位。电路就是这样逐个地检测和调节电流脉冲的。
图2
当电源输入电压和/或负载发生变化时，两种控制类型的动态响应速度是不同的。如果电压升高，则开关管的电流增长速度变快。对电流控制型而言，只要电流脉冲一达到设定的幅值，脉宽比较器就动作，开关管关断，保证了输出电压的稳定。对电压控制型而言，检测电路对电流的变化没有直接的反映，一直等到输出电压发生变化后才去调节脉宽，由于滤波电路的滞后效应，这种变化需要多个周期后才能表现出来，显然动态响应速度要慢得多，且输出电压的稳定性也受到一定的影响。
另外，电流控制型变换器还可以很容易地实现逐个脉冲控制和多电源的并联运行，并具有抑制高频变压器偏磁的能力。但在应用电流控制型时也要注意以下问题：
――占空比大于50％时，控制电路不稳定，这时须加斜坡补偿；
――控制调节电路是基于从电感电流取得的信号，因此，功率部分的振荡容易将噪声引入控制电路。
(本网网收集整理)
2 电流控制型脉宽调制器UC3846简介[2]
本系统采用了UC3846作为开关控制器。UC3846是一种双端输出的电流控制型脉宽调制器芯片，其内部结构方框图如图3所示[2]。其引出的脚1为限流电平设置端；脚2为基准电压输出端；脚3为电流检测放大器的反相输入端；脚4为电流检测放大器的同相输入端；脚5为误差放大器的同相输入端；脚6为误差放大器的反相输入端；脚7为误差放大器反馈补偿；脚8为振荡器的外接电容端；脚9为振荡器的外接电阻端；脚10为同步端；脚11为PWM脉冲的.A输出端；脚12为地；脚13为集电极电源端；脚14为PWM脉冲的B输出端；脚15为控制电源输入端；脚16为关闭端。
由图3可以看到，UC3846通过一个放大倍数为3的电流测定放大器（其输入电压必须<1.2V）来获得电感电流或开关电流信号，其输出接PWM比较器的同相端。当取样放大器输入信号>1.2V时，电流型控制器将延时关断。电压误差放大器的输出经二极管和0.5V偏压后送至PWM比较器的反相端，其输出既作为给
定信号，同时又被限流电平设置脚（脚1）箝位在V1＋0.7V，从而完成了逐个脉冲限流的目的。当差动电流检测放大器检测的是开关电流而不是电感电流时，由于开关管寄生电容放电，检测电流会有一个较大的尖峰前沿，可能使电流检测锁存和PWM电路误动作，所以，应在电流检测输入端加RC滤波。
图4
UC3846具有快速保护功能，它与电流取样电路延时关断不同。保护功能脚（脚16）经检测放大器接晶闸管的门极，当电路发生异常出现过流，使脚16电位上升到0.35V，保护电路动作，晶闸管导通，使脚1电平被拉至接近地电平，电路进入保护状态，输出脉冲封锁。
篇8：基于UC3846的大功率DC/DC变换器的研究
3.1 DC/DC变换器主电路
由于该DC/DC变换器的输入电压较高，主电路选取半桥式拓扑[2][3]，如图4所示。V1，V2，C3，C4和主变压器T组成半桥式DC/DC变换电路。CT为初级电流检测用的电流互感器。C5为防止变压器偏磁的隔直电容。变压器的副边采用全波整流加上两级滤波以满足低输出纹波的要求。R1，C1，R2，C2，R5，C6和R6，C7为吸收电路。R3和R4起到保证电容C3及C4分压均匀的作用。电阻R7和R8为输出电压的采样电阻。
3.2 控制电路
图5
以UC3846为主要元器件组成的半桥式开关电源的控制电路如图5所示。图中，R1及C1构成振荡器，振荡频率f=。为了防止主电路中V1和V2同时导通，要设定开关管都关断的死区时间。死区时间由振荡器的下降沿决定，该电路的死区时间td=145C1[12/(12－3.6/R1)][4]。R2及C2组成斜坡补偿网络，以保证控制电路的稳定[5]。C5实现软启动。由图3可以看出脚1的电位<0.5V时无脉宽输出。如图5所示，脚1经电容C5到地，开机后随着电容的充电，当电容电压高于0.5V时才有脉宽输出，并随着电容电压的升高脉冲逐渐变宽，完成软启动功能。对主电路来的反馈电压，由C3及R5和电压误差放大器组成了电压环的PI调节器。另外，系统还有较完善的保护电路。
当系统输入电压过压或者欠压时（过/欠压判断电路略），可使图5中的过/欠压输入端为低电平，光耦OP1输出高电平，因此，就会通过加速电容C6和二极管D6对UC3846的脚16施加正脉冲，从而使图3所示的UC3846芯片内部晶闸管导通，通过内部电路使脚1电平被拉至接近地电平，电路进入保护状态，UC3846芯片输出脉冲封锁。另外，光耦OP1输出的高电平使三极管Q407饱和导通接地。由于电容C6的加速作用，三极管Q407比前述晶闸管导通稍微迟后。由于三极管的导通压降小于晶闸管的导通压降，晶闸管不能维持导通即晶闸管恢复关断。当过/欠压故障消除后，三极管Q407截止，系统重新输出脉冲。
图6
当过流或者过载时，比较器LM393输出低电平，光耦OP2输出高电平，通过D7加在脚16，同样会封锁脉冲输出。由于晶闸管维持导通，所以系统当不过流不过载时，必须重新启动才能有脉冲输出。
3.3 驱动电路
IGBT是一种电压控制型器件，与电流控制型器件（如GTR）比较,IGBT具有驱动功率小、开关速度快的特点，因此，近年来IGBT在变流技术中的应用得到了迅猛发展。IGBT有专用的驱动芯片，如富士公司的EXB851及EXB841，三菱公司的M57959L等，这些驱动电路具有开关频率高、驱动功率大、过流保护等优点，但都必须加额外的驱动电源，并且价格高，使设备成本大大提高。而脉冲变压器具有体积小、价格便宜、不需要额外的驱动电源，因而得到广泛的应用。
但直接驱动时，由于其脉冲前沿与后沿不够陡，使得IGBT开通和关断速度受到一定的影响。
图6所示的IGBT驱动电路具有开关频率高、驱动功率大、结构简单、负压关断、价格便宜等优点。
IGBT容量较小时，UC3846的脚11和脚14可以直接驱动脉冲变压器。IGBT容量较大时，UC3846的驱动能力不够，V11～V14，D11～D14构成了脉冲变压器的驱动电路。D9及D10的作用主要是帮助V11～V14的关断，若没有D9及D10时，当PWM1为高电平，PWM2为低电平时，V11和V14导通，随后PWM1和PWM2均为低电平，脉冲变压器漏抗中储存的能量经D12和V14续流，A点电位降至－0.7V，即使PWM1为低电平，V11又导通，最终烧毁V11，加上D10的目的就是让电路中D12和V14在续流时将A点电位钳制在0V，从而有利于V11或V13的关断；同理，D9的作用是有利于V12或V14的关断。
4 实验与结论
按照以上设计思路研制出一台工程样机。在输入直流电压为250V，负载电流为50A时，测得IGBT驱动电压波形和高频变压器原边电压波形如图7所示。该变换器具有输入过、欠压，输出过流保护等功能，输出电压的电源调整率≤1％，负载调整率≤1％，输出电压纹波<50mV，满足了设计
要求。
篇9：基于UC3846的大功率DC/DC变换器的研究
基于UC3846的大功率DC/DC变换器的研究
摘要：介绍并比较了电压控制型和电流控制型DC/DC变换器的基本原理，设计出了基于电流控制型PWM控制芯片UC3846的大功率DC/DC变换器的实用电路，提出了两种UC3846输出脉冲封锁方式，设计出一种新颖的IGBT驱动电路，实验结果证明,该电路具有较好的控制特性和稳定性。关键词：DC/DC变换器；脉宽调制；电压控制型；电流控制型；IGBT驱动引言
引言
随着工业、航空、航天、军事等应用领域技术的不断发展，人们对开关稳压电源的要求也越来越高。某系统对大功率开关稳压电源提出的要求是：输入电压为AC220V，输出电压为DC38V，输出电流为100A。开关电源的结构一般为先进行AC/DC然后再DC/DC的'形式，考虑到论文篇幅的限制，仅对DC/DC变换部分进行讨论。
大功率DC/DC变换器主电路拓扑有很多种，诸如双管正激式、推挽式、半桥式和全桥式等。控制芯片的种类也非常多，主要分为电流控制型与电压控制型两大类。电压控制型只对输出电压采样，作为反馈信号进行闭环控制，采用PWM技术调节输出电压，从控制理论的角度看，这是一种单环控制系统。电流控制型是在电压控制型的基础上，增加一个电流负反馈环节，使其成为双环控制系统，从而提高了电源的性能。
图1
根据对各种拓扑和控制方式的技术成熟程度，工程化实现难度，电气性能以及成本等指标的比较，本文选用半桥式DC/DC变换器作为主电路，电流型PWM控制芯片UC3846作为该系统的控制单元。
1 电压控制型脉宽调制器和电流控制型脉宽调制器[1]
图1为电压控制型变换器的原理框图。电源输出电压的采样反馈值Vf与参考电压Vr进行比较放大，得到误差信号Ve，它与锯齿波信号比较后，PWM比较器输出PWM控制信号，经驱动电路驱动开关管通断，产生高频方波电压，由高频变压器传输至副方，经整流滤波得到所需要的电压。改变电压给定Vr，即可改变输出电压Vo。
图2为电流控制型变换器的原理框图。恒频时钟脉冲置位R－S锁存器，输出高电平，开关管导通，变压器原边的电流线性增大，当电流在采样电阻Rs上的压降Vs达到Ve时，PWM比较器翻转，输出高电平，锁存器复位，驱动信号变低，开关管关断，直到下一个时钟脉冲使R－S锁存器置位。电路就是这样逐个地检测和调节电流脉冲的。
图2
当电源输入电压和/或负载发生变化时，两种控制类型的动态响应速度是不同的。如果电压升高，则开关管的电流增长速度变快。对电流控制型而言，只要电流脉冲一达到设定的幅值，脉宽比较器就动作，开关管关断，保证了输出电压的稳定。对电压控制型而言，检测电路对电流的变化没有直接的反映，一直等到输出电压发生变化后才去调节脉宽，由于滤波电路的滞后效应，这种
[1] [2] [3]
【基于DSP控制的数字式双向DC/DC变换器的实现】相关文章：
文档为doc格式